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摘要 文章提出了一種分析和計算單層或多層線圈電感元件寄生電容值的方法。這種方法建立在理論分析基礎上，并根據電感元件的幾何結構參數和線圈的層數建立分析模型和計算公式，以預測電感線圈的寄生電容值。
1 引言
*，電感元件的寄生電容值會直接影響其極限工作頻率，所以，電感器與變壓器的頻率響應在高頻段和低頻段是不相同的。隨著工作頻率的提高，趨膚效應和鄰近效應導致繞組的寄生阻抗增加，同時，繞組的寄生電容值更加不可忽視。為此，準確地預測電感元件工作在幾百kHz以上（例如工作在開關電源中）時的頻率響應，對設計高頻功率電路是有積極意義的。然而，繞組的寄生電容和阻抗都是分布參數，其量值取決于頻率。所以，在理論上預測電感器件的頻率響應特性的討論與分析較多地集中在繞組與磁芯的損耗方面，而單層或多層繞組的寄生電容對高頻特性的影響，則多從物理方面進行理解，以此提出了一些實驗數據。本文提出了一種分析計算單層或多層繞組電感元件寄生電容的方法。該方法建立在理論分析和電感元件的實物結構上，也就是根據電感元件的幾何結構參數和繞組的層數來建立計算公式以預測寄生電容值。例如，電感元件的繞組常常是分成許多相同的單元，利用其中的一個單元的等效電路表達式，即可對無論是帶有磁芯的還是沒有磁芯的單層或多層繞組的寄生電容值進行計算，也可用作模擬試驗。通過實驗證明，用該方法計算得到的寄生電容值之準確度是很高的。
2 電感器、變壓器的寄生電容模型
電感器和變壓器繞組存在的分布寄生電容，可以通過一個連接在其繞組兩端之間的電容器來模擬，圖1所示為電感器的等效電路圖。本文對繞組的分布寄生電容進行分析是基于圖2所示的繞組結構，即用單股線均勻繞制的電感器結構模型。
電感器的總寄生電容包括如下幾個部分：①同一層繞組匝與匝之間的電容；②相鄰層繞組匝與匝之間的電容；③繞組每一匝對磁心及屏蔽層的電容。
圖2示出了有規則地繞制的三層繞組的剖視圖。圖3則示出了匝與匝之間分布寄生電容的基本單元ABCD。從圖2和圖3可見電感線圈結構是成幾何對稱的，從繞組每一根導線發出的電力線*被另外的導線包圍。如果假設線圈的各部分（如匝與匝、匝與磁心、匝與屏蔽層）彼此相距很近，這就是說，將沒有那一根電力線可以發出去無窮遠。又因為繞組的結構是幾何對稱型，所以電力線肯定只在鄰近的導線間均勻分布。假如只考慮兩根相鄰導線間的情況，則其寄生電容的微分方程式可寫為：
ds=ε·ds/x （1）
式中，ds為相鄰兩導線相對的表面面積的微分；ε=εo·εr是介質材料的介電常數；x是這兩根導線對應表面之間的電力線長度。在一般情況下，長度x不是常數，但可以表述為一個給定微面的函數。為此，應選擇某一個坐標系統。對于圓形導體，給定的微面可以用一個角坐標值θ表述，見圖4所示。因此，ds也取決于角坐標值θ。
3 線匝間的分布寄生電容
3.1 寄生電容的基本單元結構
反映線匝與線匝之間寄生電容的基本單元ABCD如圖3所示。從圖中可以看到，繞組之同一層次的相鄰兩線匝與不同層次的相鄰兩線匝的寄生電容基本單元是相同的。為此，里層的繞組都可以分解為相同的基本單元，只有鄰近磁芯和鄰近屏蔽層的單元和線匝—線匝間的單元不相同。但是，如果采用一階近似算法，則可以考慮將所有的寄生電容的基本單元定義為相同的。由圖3可以看出，它們包含著每線匝的對應角度（=π/3）的周邊部分。因此，為了得到線匝與線匝間的寄生電容，式（1）應在π/3上積分。從圖2和圖3所示的寄生電容單元的對稱性也說明了這種關系。使用一階近似計算時，對于沒有被*包圍的導線也可以采用同樣的角度。這種近似計算的方法等于忽略了邊緣效應。
從圖3中可以看出，寄生電容基本單元的電力線穿越三個不同的區域，即兩個絕緣層和它們之間的空氣隙。由此可見，相鄰兩線匝間的寄生電容（dc）等同于三個微電容串聯，而且每個電容器都有均勻的介質材料，*個電容器“寄生”于*線匝的絕緣層，第二個電容器“寄生”在空氣隙，第三個電容器“寄生”在第二線匝的絕緣層。由于每匝導線表面可以近似等效為“等勢面”，因此，電力線必定與導體表面正交。如果絕緣層的厚度尺寸S比導線直徑的尺寸（包括絕緣層厚度）Do小得很多，則絕緣層中電力線的路徑可以如圖4那樣作近似的處理。
計算相鄰線匝間空氣隙里實際的電力線路徑是很麻煩的，所以按可能的zui短路徑進行保守的近似處理是常用的做法。該zui短路徑平行于匝間的中心線，圖4畫出了其中的一段，包括角坐標θ。在θ角很小時，這種近似處理很有效，對計算線匝—線匝之間的寄生電容值有很大幫助。在θ值相對較大時，近似計算法產生的誤差將導致比理論計算出的寄生電容的值大一些。但是由于線匝—線匝表面之間的寄生電容值隨著θ值的增加而減小，故實際計算中發生的誤差可以被忽略不計。
3.2 絕緣層之間的寄生電容
圖5表示一個圓柱面的單元，它示出的是導體絕緣層內表面和導體絕緣層外表面之間的那一部絕緣層的厚度。絕緣層的寄生電容的表達式由其微分方程式給出：
（2）
式中，r為導線半徑（不含絕緣層）；rc是在線半徑ro（包括導線絕緣層）上的積分，l是在零到匝長lt的積分。式（2）代入這些參數，即可得到dθ的絕緣層的寄生電容計算式：
（3）
*，電感元件的寄生電容值會直接影響其極限工作頻率，所以，電感器與變壓器的頻率響應在高頻段和低頻段是不相同的。隨著工作頻率的提高，趨膚效應和鄰近效應導致繞組的寄生阻抗增加，同時，繞組的寄生電容值更加不可忽視。為此，準確地預測電感元件工作在幾百kHz以上（例如工作在開關電源中）時的頻率響應，對設計高頻功率電路是有積極意義的。然而，繞組的寄生電容和阻抗都是分布參數，其量值取決于頻率。所以，在理論上預測電感器件的頻率響應特性的討論與分析較多地集中在繞組與磁芯的損耗方面，而單層或多層繞組的寄生電容對高頻特性的影響，則多從物理方面進行理解，以此提出了一些實驗數據。本文提出了一種分析計算單層或多層繞組電感元件寄生電容的方法。該方法建立在理論分析和電感元件的實物結構上，也就是根據電感元件的幾何結構參數和繞組的層數來建立計算公式以預測寄生電容值。例如，電感元件的繞組常常是分成許多相同的單元，利用其中的一個單元的等效電路表達式，即可對無論是帶有磁芯的還是沒有磁芯的單層或多層繞組的寄生電容值進行計算，也可用作模擬試驗。通過實驗證明，用該方法計算得到的寄生電容值之準確度是很高的。
2 電感器、變壓器的寄生電容模型
電感器和變壓器繞組存在的分布寄生電容，可以通過一個連接在其繞組兩端之間的電容器來模擬，圖1所示為電感器的等效電路圖。本文對繞組的分布寄生電容進行分析是基于圖2所示的繞組結構，即用單股線均勻繞制的電感器結構模型。
電感器的總寄生電容包括如下幾個部分：①同一層繞組匝與匝之間的電容；②相鄰層繞組匝與匝之間的電容；③繞組每一匝對磁心及屏蔽層的電容。
圖2示出了有規則地繞制的三層繞組的剖視圖。圖3則示出了匝與匝之間分布寄生電容的基本單元ABCD。從圖2和圖3可見電感線圈結構是成幾何對稱的，從繞組每一根導線發出的電力線*被另外的導線包圍。如果假設線圈的各部分（如匝與匝、匝與磁心、匝與屏蔽層）彼此相距很近，這就是說，將沒有那一根電力線可以發出去無窮遠。又因為繞組的結構是幾何對稱型，所以電力線肯定只在鄰近的導線間均勻分布。假如只考慮兩根相鄰導線間的情況，則其寄生電容的微分方程式可寫為：
ds=ε·ds/x （1）
式中，ds為相鄰兩導線相對的表面面積的微分；ε=εo·εr是介質材料的介電常數；x是這兩根導線對應表面之間的電力線長度。在一般情況下，長度x不是常數，但可以表述為一個給定微面的函數。為此，應選擇某一個坐標系統。對于圓形導體，給定的微面可以用一個角坐標值θ表述，見圖4所示。因此，ds也取決于角坐標值θ。
3 線匝間的分布寄生電容
3.1 寄生電容的基本單元結構
反映線匝與線匝之間寄生電容的基本單元ABCD如圖3所示。從圖中可以看到，繞組之同一層次的相鄰兩線匝與不同層次的相鄰兩線匝的寄生電容基本單元是相同的。為此，里層的繞組都可以分解為相同的基本單元，只有鄰近磁芯和鄰近屏蔽層的單元和線匝—線匝間的單元不相同。但是，如果采用一階近似算法，則可以考慮將所有的寄生電容的基本單元定義為相同的。由圖3可以看出，它們包含著每線匝的對應角度（=π/3）的周邊部分。因此，為了得到線匝與線匝間的寄生電容，式（1）應在π/3上積分。從圖2和圖3所示的寄生電容單元的對稱性也說明了這種關系。使用一階近似計算時，對于沒有被*包圍的導線也可以采用同樣的角度。這種近似計算的方法等于忽略了邊緣效應。
從圖3中可以看出，寄生電容基本單元的電力線穿越三個不同的區域，即兩個絕緣層和它們之間的空氣隙。由此可見，相鄰兩線匝間的寄生電容（dc）等同于三個微電容串聯，而且每個電容器都有均勻的介質材料，*個電容器“寄生”于*線匝的絕緣層，第二個電容器“寄生”在空氣隙，第三個電容器“寄生”在第二線匝的絕緣層。由于每匝導線表面可以近似等效為“等勢面”，因此，電力線必定與導體表面正交。如果絕緣層的厚度尺寸S比導線直徑的尺寸（包括絕緣層厚度）Do小得很多，則絕緣層中電力線的路徑可以如圖4那樣作近似的處理。
計算相鄰線匝間空氣隙里實際的電力線路徑是很麻煩的，所以按可能的zui短路徑進行保守的近似處理是常用的做法。該zui短路徑平行于匝間的中心線，圖4畫出了其中的一段，包括角坐標θ。在θ角很小時，這種近似處理很有效，對計算線匝—線匝之間的寄生電容值有很大幫助。在θ值相對較大時，近似計算法產生的誤差將導致比理論計算出的寄生電容的值大一些。但是由于線匝—線匝表面之間的寄生電容值隨著θ值的增加而減小，故實際計算中發生的誤差可以被忽略不計。
3.2 絕緣層之間的寄生電容
圖5表示一個圓柱面的單元，它示出的是導體絕緣層內表面和導體絕緣層外表面之間的那一部絕緣層的厚度。絕緣層的寄生電容的表達式由其微分方程式給出：
（2）
式中，r為導線半徑（不含絕緣層）；rc是在線半徑ro（包括導線絕緣層）上的積分，l是在零到匝長lt的積分。式（2）代入這些參數，即可得到dθ的絕緣層的寄生電容計算式：
（3）
通過式（3），對應于絕緣層的每個基本單元的單位角度的寄生電容則由下式給出：
（4）
（4）
3.3 空氣隙的寄生電容計算
根據圖4的幾何結構，假定電力線E的路徑之長度x對于θ的函數關系由下式（5）給出：
x（θ）=Do（1-cosθ） （5）
導線單位長度（lt）的表面積（包括絕緣層）由下式（6）給出：
ds=（1/2·lt·Do） （6）
單位角度的單位寄生電容為：
（7）
根據圖4的幾何結構，假定電力線E的路徑之長度x對于θ的函數關系由下式（5）給出：
x（θ）=Do（1-cosθ） （5）
導線單位長度（lt）的表面積（包括絕緣層）由下式（6）給出：
ds=（1/2·lt·Do） （6）
單位角度的單位寄生電容為：
（7）
3.4 基本單元的總寄生電容
基本單元的寄生電容由式（4）和式（7）所得電容值串聯組合成為下式（8）：
（8）
基本單元的寄生電容由式（4）和式（7）所得電容值串聯組合成為下式（8）：
（8）
式中，Dc=2rc。
將式（8）積分，積分的范圍為基本單元，可以求出線匝—線匝間總的寄生電容值：
（9）
將式（8）積分，積分的范圍為基本單元，可以求出線匝—線匝間總的寄生電容值：
（9）
4 線匝與磁心間的寄生電容
計算式（9）也可用來計算線匝—磁心和線匝—屏蔽層之間的寄生電容。從圖3可見，磁心中為恒電勢且垂直于對稱平面上；基本單元中導線間空氣隙中心到磁心平面間的電力線長度是空氣隙相鄰兩線匝之間的電力線長度的一半。線匝到磁心的基本寄生電容單元要比線匝與線匝之間的基本單元多。每一線匝的周邊部分（對應角度為π/2）被包含在線匝—磁心基本單元中，這可以由圖2所示看出。為了簡化并用一階近似計算，可以認為線匝—磁心的基本單元數量是與線匝—線匝的基本單元數相同的。由此可以得到計算線匝—磁心間寄生電容的表達式：
ctc=2ctt （10）
5 求解寄生電容的簡化方案
首先，我們以圖6所示來表達計算式（4）、（7）、（8），圖中虛線代表式（7），點劃線代表式（4），實線代表式（8）。由圖4和圖6可以看到，在θ=0時，電力線在空氣隙里的長度等于零，由曲線（7）給出的相應的寄生電容接近無窮大；當θ增大時，空氣隙里的電力線隨其變長，寄生電容則隨之變小。而由曲線（4）給出的寄生電容則在全部基本單元中保持著恒值。因此，在較小的θ時，空氣隙里的寄生電容比絕緣層里的寄生電容的串聯組合大得多。而在較大θ時，空氣隙里的寄生電容比絕緣層中的寄生電容串聯組合小得多。由式（9）給出的線匝—線匝間的寄生電容對應于圖6中的曲線（8）——實線以下的區域。曲線（7）——虛線和曲線（4）——點劃線相交于角θ*。這樣，可以通過曲線（4）之下，θ*之右的面積與曲線（7）以下，θ*之左的面積來逼近曲線（8）之下的面積。這個近似值很保守，因為后者的面積比前者的大得多。因此，圖3所示的基本單元ABCD可以被劃分成三個部分：一個在中間的θ≤θ*，兩邊部分對應于θ*≤π/6和-π/6≤-θ*。從計算的角度考慮，可以在θ≤θ*時，用式（4）給出的絕緣層的等效寄生電容和用式（7）給出的θ*<θ≤π/6時，空氣隙里的寄生電容用來代替式（8）的等效電容。zui后可以得到等效絕緣層中寄生電容的表達式：
（11）
計算式（9）也可用來計算線匝—磁心和線匝—屏蔽層之間的寄生電容。從圖3可見，磁心中為恒電勢且垂直于對稱平面上；基本單元中導線間空氣隙中心到磁心平面間的電力線長度是空氣隙相鄰兩線匝之間的電力線長度的一半。線匝到磁心的基本寄生電容單元要比線匝與線匝之間的基本單元多。每一線匝的周邊部分（對應角度為π/2）被包含在線匝—磁心基本單元中，這可以由圖2所示看出。為了簡化并用一階近似計算，可以認為線匝—磁心的基本單元數量是與線匝—線匝的基本單元數相同的。由此可以得到計算線匝—磁心間寄生電容的表達式：
ctc=2ctt （10）
5 求解寄生電容的簡化方案
首先，我們以圖6所示來表達計算式（4）、（7）、（8），圖中虛線代表式（7），點劃線代表式（4），實線代表式（8）。由圖4和圖6可以看到，在θ=0時，電力線在空氣隙里的長度等于零，由曲線（7）給出的相應的寄生電容接近無窮大；當θ增大時，空氣隙里的電力線隨其變長，寄生電容則隨之變小。而由曲線（4）給出的寄生電容則在全部基本單元中保持著恒值。因此，在較小的θ時，空氣隙里的寄生電容比絕緣層里的寄生電容的串聯組合大得多。而在較大θ時，空氣隙里的寄生電容比絕緣層中的寄生電容串聯組合小得多。由式（9）給出的線匝—線匝間的寄生電容對應于圖6中的曲線（8）——實線以下的區域。曲線（7）——虛線和曲線（4）——點劃線相交于角θ*。這樣，可以通過曲線（4）之下，θ*之右的面積與曲線（7）以下，θ*之左的面積來逼近曲線（8）之下的面積。這個近似值很保守，因為后者的面積比前者的大得多。因此，圖3所示的基本單元ABCD可以被劃分成三個部分：一個在中間的θ≤θ*，兩邊部分對應于θ*≤π/6和-π/6≤-θ*。從計算的角度考慮，可以在θ≤θ*時，用式（4）給出的絕緣層的等效寄生電容和用式（7）給出的θ*<θ≤π/6時，空氣隙里的寄生電容用來代替式（8）的等效電容。zui后可以得到等效絕緣層中寄生電容的表達式：
（11）
在θ*以θ≤π/6對式（7）積分，則得到：
（12）
（12）
角θ*對應于圖6中的交點，可由式（4）與式（7）得到：
（13）
式中，Dc是導線（不包括絕緣層）的直徑。整理得出：
（14）
基于單元總的寄生電容等于各個部分寄生電容的并聯：
（15）
（15）
式中，θ*值由式（14）算出。
6 總寄生電容
為了得到圖1所示電感器等效電路的繞組寄生電容，可以采用線匝—線匝間的電容值Ctt和線匝—磁心間的電容值Ctc的計算方法；圖2所示的多層線圈等效的層—層之間和層—磁心之間的電容值，可以用一個由集總參數電容器構成的網絡去計算解決問題。在實際應用中，在高頻范圍內，線匝與線匝之間的寄生電容Ctt的并聯電抗要比RLM支路的阻抗小得多。在高頻狀態下工作時，線匝的感抗和阻抗可以忽略不計（原因是它們處于開路狀態），所以，電容網路被假設的計算全部線圈寄生電容的等效電路。在低頻狀態工作時，線圈的感性阻抗具有支配性影響，故這個辦法是不*的。
圖7示出了一個單層線圈繞制在同一磁心上的集總電容網絡。該線圈的總寄生電容值Cn可以看作由（n-1）個線匝—線匝間的電容串聯的等效電容。
Cn=Ctt /（n-1） （16）
需要注意的是，與前述所作假設的計算相比較，式（16）計算的精度比較低。
6.1 帶有磁心的單層線圈的總寄生電容計算
如圖7所示的匝數為n匝的帶有磁心的單層線圈的集總電容網絡可以用來求解總寄生電容，n為任意數。為了簡化計算線匝與鐵心間的寄生電容，需要人為地把尺寸縮小，即把磁心（或屏蔽層）看作一個簡單的節點，在這里可以利用線路的對稱性將所有的線匝—磁心（或者線匝—屏蔽層）的電容都聯起來。
對于以很多線匝構成的繞組，應首先計算中間的兩匝，這時的n=2，網絡由匝間電容C12和相互平行的線匝—磁心電容C1C和C2C串聯組合而成。因為C1C=C2C=2Ctt，故兩線匝之間的等效電容可以寫為：
Cn=Ctt+2Ctt/2=2Ctt
對于匝數為奇數的線圈，則應首先計算線圈中間的三匝；關于n=3的電容網絡的等效電容，可以把C2C分成兩等份來計算，如圖8所示，運用Δ/Y變換，其結果是Ctt/2+Ctt/2=Ctt/2+2Ctt/2=3/2Ctt。因為等效電路的對稱性，這一結論也可以從觀察C2C對等效電容是沒有影響的情況中得到。
為了計算由4匝或5匝構成的線圈的總寄生電容，可以在2匝或3匝線圈的兩邊加上幾匝，其總寄生電容等于前面計算的電容與幾個線匝—線匝之間電容串聯及幾個線匝——磁心電容的并聯。
當n=4時，
Cn（4）=[CttCn（2）]/[2Cn（2）+Ctt]+Ctt=7/5Ctt （17）
當n=5時，
Cn（5）=[CttCn（3）]/[2Cn（3）+Ctt]+Ctt=11/8Ctt （18）
同時在每一匝的兩邊加一匝或幾匝，則可以計算出任意匝數線圈的寄生電容。所以，當n=n時，
（19）
為了得到圖1所示電感器等效電路的繞組寄生電容，可以采用線匝—線匝間的電容值Ctt和線匝—磁心間的電容值Ctc的計算方法；圖2所示的多層線圈等效的層—層之間和層—磁心之間的電容值，可以用一個由集總參數電容器構成的網絡去計算解決問題。在實際應用中，在高頻范圍內，線匝與線匝之間的寄生電容Ctt的并聯電抗要比RLM支路的阻抗小得多。在高頻狀態下工作時，線匝的感抗和阻抗可以忽略不計（原因是它們處于開路狀態），所以，電容網路被假設的計算全部線圈寄生電容的等效電路。在低頻狀態工作時，線圈的感性阻抗具有支配性影響，故這個辦法是不*的。
圖7示出了一個單層線圈繞制在同一磁心上的集總電容網絡。該線圈的總寄生電容值Cn可以看作由（n-1）個線匝—線匝間的電容串聯的等效電容。
Cn=Ctt /（n-1） （16）
需要注意的是，與前述所作假設的計算相比較，式（16）計算的精度比較低。
6.1 帶有磁心的單層線圈的總寄生電容計算
如圖7所示的匝數為n匝的帶有磁心的單層線圈的集總電容網絡可以用來求解總寄生電容，n為任意數。為了簡化計算線匝與鐵心間的寄生電容，需要人為地把尺寸縮小，即把磁心（或屏蔽層）看作一個簡單的節點，在這里可以利用線路的對稱性將所有的線匝—磁心（或者線匝—屏蔽層）的電容都聯起來。
對于以很多線匝構成的繞組，應首先計算中間的兩匝，這時的n=2，網絡由匝間電容C12和相互平行的線匝—磁心電容C1C和C2C串聯組合而成。因為C1C=C2C=2Ctt，故兩線匝之間的等效電容可以寫為：
Cn=Ctt+2Ctt/2=2Ctt
對于匝數為奇數的線圈，則應首先計算線圈中間的三匝；關于n=3的電容網絡的等效電容，可以把C2C分成兩等份來計算，如圖8所示，運用Δ/Y變換，其結果是Ctt/2+Ctt/2=Ctt/2+2Ctt/2=3/2Ctt。因為等效電路的對稱性，這一結論也可以從觀察C2C對等效電容是沒有影響的情況中得到。
為了計算由4匝或5匝構成的線圈的總寄生電容，可以在2匝或3匝線圈的兩邊加上幾匝，其總寄生電容等于前面計算的電容與幾個線匝—線匝之間電容串聯及幾個線匝——磁心電容的并聯。
當n=4時，
Cn（4）=[CttCn（2）]/[2Cn（2）+Ctt]+Ctt=7/5Ctt （17）
當n=5時，
Cn（5）=[CttCn（3）]/[2Cn（3）+Ctt]+Ctt=11/8Ctt （18）
同時在每一匝的兩邊加一匝或幾匝，則可以計算出任意匝數線圈的寄生電容。所以，當n=n時，
（19）
式中，Cn（n-2）是（n-2）匝的線圈的寄生電容。從式（19）可以看到，隨著線圈匝數的增加，數列Cn（n）迅速收斂，Cn≈1.366Ctt，（n≥10） （20）
6.2 不帶磁心的兩層線圈的總寄生電容計算
我們可以用上述類似計算方法計算兩層不帶磁心線圈的寄生電容。在這種計算中，假設第二層的匝數遠少于*層且繞向相反。隨著匝數n的增加，可以獲得連續的電容值，并迅速收斂于：
Cn≈1.618Ctt，（n≥10） （21）
6.3 帶磁心的兩層和三層線圈的總寄生電容計算
按照“6.2”中同樣的假設，當線圈帶有磁心時，n匝線圈的總寄生電容收斂于：
Cn≈1.83Ctt，（n≥10） （22）
從以上的討論中可見，兩層線圈比單層線圈存在更大的寄生電容，在高頻下工作時還具有更高的阻抗，因此，兩層以上的線圈不適合在高頻下工作。雖然三層線圈的總寄生電容有所減小，但集總電容網絡變得更復雜了。對于n>10的三層不帶磁心的線圈（如圖2所示），其總寄生電容值收斂于：
Cn≈0.5733Ctt （23）
由式（23）可見，三層線圈的寄生電容比兩層線圈的寄生電容小得多，但當層數增加，鄰近效應的影響將增大，因此在高頻下工作時應使用單層線圈電感器。
7 電感器寄生電容理論計算結果與實際測試值的比較
以下，我們以一種單層繞組的帶磁心變壓器的測試結果與理論計算值進行對照。
該變壓器線圈的直徑Dt=14.3mm，匝數n=95匝，而匝長lt=πDt=3.14×14.3=44.925（mm）；導線的內外徑分別為Dc=0.45（mm），Do=0.495（mm），絕緣層厚度S=0.0225（mm），非浸漬磁心的絕緣層的介電常數εr=3.5。
用式（14）、（15）和（20）可計算得到θ*=0.2339rad≈13.4°，Ctt=5.318PF，Ds=7.26PF，電感量L=75.1μH。由以上數據可計算得到該變壓器線圈的諧振頻率。
我們使用HP4194A阻抗/相位、增益分析儀對該線圈進行測量。在100kHz時，其電感量L=75.1μH；測試得到的諧振頻率為fr=6.2MHz，總寄生電容值Cs=8.77PF，自諧振頻率的誤差為9.68%，固有寄生電容的誤差是-17.2%。
以表達式（9）可以計算出Ctt：
（24）
6.2 不帶磁心的兩層線圈的總寄生電容計算
我們可以用上述類似計算方法計算兩層不帶磁心線圈的寄生電容。在這種計算中，假設第二層的匝數遠少于*層且繞向相反。隨著匝數n的增加，可以獲得連續的電容值，并迅速收斂于：
Cn≈1.618Ctt，（n≥10） （21）
6.3 帶磁心的兩層和三層線圈的總寄生電容計算
按照“6.2”中同樣的假設，當線圈帶有磁心時，n匝線圈的總寄生電容收斂于：
Cn≈1.83Ctt，（n≥10） （22）
從以上的討論中可見，兩層線圈比單層線圈存在更大的寄生電容，在高頻下工作時還具有更高的阻抗，因此，兩層以上的線圈不適合在高頻下工作。雖然三層線圈的總寄生電容有所減小，但集總電容網絡變得更復雜了。對于n>10的三層不帶磁心的線圈（如圖2所示），其總寄生電容值收斂于：
Cn≈0.5733Ctt （23）
由式（23）可見，三層線圈的寄生電容比兩層線圈的寄生電容小得多，但當層數增加，鄰近效應的影響將增大，因此在高頻下工作時應使用單層線圈電感器。
7 電感器寄生電容理論計算結果與實際測試值的比較
以下，我們以一種單層繞組的帶磁心變壓器的測試結果與理論計算值進行對照。
該變壓器線圈的直徑Dt=14.3mm，匝數n=95匝，而匝長lt=πDt=3.14×14.3=44.925（mm）；導線的內外徑分別為Dc=0.45（mm），Do=0.495（mm），絕緣層厚度S=0.0225（mm），非浸漬磁心的絕緣層的介電常數εr=3.5。
用式（14）、（15）和（20）可計算得到θ*=0.2339rad≈13.4°，Ctt=5.318PF，Ds=7.26PF，電感量L=75.1μH。由以上數據可計算得到該變壓器線圈的諧振頻率。
我們使用HP4194A阻抗/相位、增益分析儀對該線圈進行測量。在100kHz時，其電感量L=75.1μH；測試得到的諧振頻率為fr=6.2MHz，總寄生電容值Cs=8.77PF，自諧振頻率的誤差為9.68%，固有寄生電容的誤差是-17.2%。
以表達式（9）可以計算出Ctt：
（24）
由此Ctt值可見，線匝—線匝之間的寄生電容比使用式（15）計算得出的值要小。因為式（15）是經過近似處理的，故在此前提下，其結果仍然是一致的。
8 小結
文章提出了計算和檢測電感器線圈寄生電容的方法，得出了計算寄生電容的表達式；這些方法和表達式適用于對單層和多層線圈寄生電容的預測，也提出了匝數和層數對寄生電容的影響程度；隨著導線絕緣層厚度的增加，寄生電容將減小。用這種方法和模型對高頻工作的電感器進行設計和模擬是簡單而準確的。
